軟開關演算法

❶ 單片機直流電機調速系統設計

論文題目：直流電動機調速器硬體設計
專業：自動化
本科生：劉小煜 （簽名）＿＿＿＿
指導教師：胡曉東 （簽名）＿＿＿＿

直流電動機調速器硬體設計
摘 要

直流電動機廣泛應用於各種場合,為使機械設備以合理速度進行工作則需要對直流電機進行調速。該實驗中搭建了基於C8051F020單片機的轉速單閉環調速系統，利用PWM信號改變電動機電樞電壓，並由軟體完成轉速單閉環PI控制，旨在實現直流電動機的平滑調速，並對PI控制原理及其參數的確定進行更深的理解。實驗結果顯示，控制8位PWM信號輸出可平滑改變電動機電樞電壓，實現電動機升速、降速及反轉等功能。實驗中使用霍爾元件進行電動機轉速的檢測、反饋。期望轉速則可通過功能按鍵給定。當選擇比例參數為0.08、積分參數為0.01時，電機轉速可以在3秒左右達到穩定。由實驗結果知，該單閉環調速系統可對直流電機進行調速，達到預期效果。

關鍵字：直流電機， C8051F020，PWM，調速，數字式

Subject: Hardware Design of Speed Regulator for DC motor
Major: Automation
Name: Xiao yu Liu (Signature)＿＿＿＿
Instructor:Xiao dong Hu (Signature) ＿＿＿＿

Hardware Design of Speed Regulator for DC motor
Abstract

The dc motor is a widely used machine in various occasions.The speed regulaiting systerm is used to satisfy the requirement that the speed of dc motor be controlled over a range in some applications. In this experiment,the digital Close-loop control systerm is based on C8051F020 SCM.It used PI regulator and PWM to regulate the speed of dc motor. The method of speed regulating of dc motor is discussed in this paper and, make a deep understanding about PI regulator.According to experiment ,the armature voltage can be controlled linearnized with regulating the 8 bit PWM.So the dc motor can accelerate or decelerate or reverse.In experiment, hall component is used as a detector and feed back the speed .The expecting speed can be given by key-press.With using the PI regulator,the dc motor will have a stable speed in ten seconds when choose P value as 0.8 and I value as 0.01. At last,the experiment shows that the speed regulating systerm can work as expected.

Key words: dc motor,C8051F020,PWM,speed regulating,digital

目錄

第一章 緒論 1
1.1直流調速系統發展概況 1
1.2 國內外發展概況 2
1.2.1 國內發展概況 2
1.2.2 國外發展概況 3
1.2.3 總結 4
1.3 本課題研究目的及意義 4
1.4 論文主要研究內容 4
第二章 直流電動機調速器工作原理 6
2.1 直流電機調速方法及原理 6
2.2直流電機PWM(脈寬調制)調速工作原理 7
2.3 轉速負反饋單閉環直流調速系統原理 11
2.3.1 單閉環直流調速系統的組成 11
2.3.2速度負反饋單閉環系統的靜特性 12
2.3.3轉速負反饋單閉環系統的基本特徵 13
2.3.4轉速負反饋單閉環系統的局限性 14
2.4 採用PI調節器的單閉環無靜差調速系統 15
2.5 數字式轉速負反饋單閉環系統原理 17
2.5.1原理框圖 17
2.5.2 數字式PI調節器設計原理 18
第三章 直流電動機調速器硬體設計 20
3.1 系統硬體設計總體方案及框圖 20
3.1.1系統硬體設計總體方案 20
3.1.2 總體框圖 20
3.2 系統硬體設計 20
3.2.1 C8051F020單片機 20
3.2.1.1 單片機簡介 20
3.2.1.2 使用可編程定時器/計數器陣列獲得8位PWM信號 23
3.2.1.3 單片機埠配置 23
3.2.2主電路 25
3.2.3 LED顯示電路 26
3.2.4 按鍵控制電路 27
3.2.5 轉速檢測、反饋電路 28
3.2.6 12V電源電路 30
3.3硬體設計總結 31
第四章 實驗運行結果及討論 32
4.1 實驗條件及運行結果 32
4.1.1 開環系統運行結果 32
4.1.2 單閉環系統運行結果 32
4.2 結果分析及討論 32
4.3 實驗中遇到的問題及討論 33
結論 34
致謝 35
參考文獻 36
論文小結 38
附錄1 直流電動機調速器硬體設計電路圖 39
附錄2 直流電動機控制系統程序清單 42
附錄3 硬體實物圖 57

第一章 緒論
1.1直流調速系統發展概況
在現代工業中，電動機作為電能轉換的傳動裝置被廣泛應用於機械、冶金、石油化學、國防等工業部門中，隨著對生產工藝、產品質量的要求不斷提高和產量的增長，越來越多的生產機械要求能實現自動調速。
在可調速傳動系統中，按照傳動電動機的類型來分，可分為兩大類：直流調速系統和交流調速系統。交流電動機直流具有結構簡單、價格低廉、維修簡便、轉動慣量小等優點，但主要缺點為調速較為困難。相比之下，直流電動機雖然存在結構復雜、價格較高、維修麻煩等缺點，但由於具有較大的起動轉矩和良好的起、制動性能以及易於在寬范圍內實現平滑調速，因此直流調速系統至今仍是自動調速系統的主要形式。
直流調速系統的發展得力於微電子技術、電力電子技術、感測器技術、永磁材料技術、自動控制技術和微機應用技術的最新發展成就。正是這些技術的進步使直流調速系統發生翻天覆地的變化。其中電機的控制部分已經由模擬控制逐漸讓位於以單片機為主的微處理器控制，形成數字與模擬的混合控制系統和純數字控制系統，並正向全數字控制方向快速發展。電動機的驅動部分所用的功率器件亦經歷了幾次更新換代。目前開關速度更快、控制更容易的全控型功率器件MOSFET和IGBT成為主流。功率器件控制條件的變化和微電子技術的使用也使新型的電動機控制方法能夠得到實現。脈寬調制控制方法在直流調速中獲得了廣泛的應用。
1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把PWM技術應用到電機傳動中從此為電機傳動的推廣應用開辟了新的局面。進入70年代以來，體積小、耗電少、成本低、速度快、功能強、可靠性高的大規模集成電路微處理器已經商品化，把電機控制推上了一個嶄新的階段，以微處理器為核心的數字控制（簡稱微機數字控制）成為現代電氣傳動系統控制器的主要形式。PWM常取代數模轉換器（DAC）用於功率輸出控制，其中，直流電機的速度控制是最常見的應用。通常PWM配合橋式驅動電路實現直流電機調速，非常簡單，且調速范圍大。在直流電動機的控制中，主要使用定頻調寬法。
目前，電機調速控制模塊主要有以下三種：
（1）、採用電阻網路或數字電位器調整直流電機的分壓，從而達到調速的目的；
（2）、採用繼電器對直流電機的開或關進行控制，通過開關的切換對電機的速度進行調整；
（3）、採用由IGBT管組成的H型PWM電路。用單片機控制IGBT管使之工作在占空比可調的開關狀態，精確調整電動機轉速。
1.2 國內外發展概況
1.2.1 國內發展概況
我國從六十年代初試製成功第一隻硅晶閘管以來，晶閘管直流調速系統開始得到迅速的發展和廣泛的應用。用於中、小功率的 0.4～200KW晶閘管直流調速裝置已作為標准化、系列化通用產品批量生產。
目前，全國各大專院校、科研單位和廠家都在進行數字式直流調速系統的開發，提出了許多關於直流調速系統的控制演算法：
（1）、直流電動機及直流調速系統的參數辯識的方法。該方法據系統或環節的輸入輸出特性，應用最小二乘法，即可獲得系統環節的內部參數。所獲得的參數具有較高的精度，方法簡便易行。
（2）、直流電動機調速系統的內模控制方法。該方法依據內模控制原理，針對雙閉環直流電動機調速系統設計了一種內模控制器，取代常規的PI調節器，成功解決了轉速超調問題，能使系統獲得優良的動態和靜態性能，而且設計方法簡單，控制器容易實現。
（3）、單神經元自適應智能控制的方法。該方法針對直流傳動系統的特點，提出了單神經元自適應智能控制策略。這種單神經元自適應智能控制系統不僅具有良好的靜、動態性能，而且還具有令人滿意的魯棒性與自適應性。
（4）、模糊控制方法。該方法對模糊控制理論在小慣性系統上對其應用進行了嘗試。經1.5kw電機實驗證明，模糊控制理論可以用於直流並勵電動機的限流起動和恆速運行控制，並能獲得理想的控制曲線。
上訴的控制方法僅是直流電機調速系統應用和研究的一個側面，國內外還有許多學者對此進行了不同程度的研究。
1.2.2 國外發展概況
隨著各種微處理器的出現和發展，國外對直流電機的數字控制調速系統的研究也在不斷發展和完善，尤其80年代在這方面的研究達到空前的繁榮。大型直流電機的調速系統一般採用晶閘管整流來實現，為了提高調速系統的性能，研究工作者對晶閘管觸發脈沖的控制演算法作了大量研究，提出了內模控制演算法、I-P控制器取代PI調節器的方法、自適應和模糊PID演算法等等。
目前，國外主要的電氣公司，如瑞典ABB公司，德國西門子公司、AEG公司，日本三菱公司、東芝公司、美國GE公司等，均已開發出數字式直流調裝置，有成熟的系列化、標准化、模版化的應用產品供選用。如西門子公司生產的SIMOREG-K 6RA24 系列整流裝置為三相交流電源直接供電的全數字控制裝置，其結構緊湊，用於直流電機電樞和勵磁供電，完成調速任務。設計電流范圍為15A至1200A，並可通過並聯SITOR可控硅單元進行擴展。根據不同的應用場合，可選擇單象限或四象限運行的裝置，裝置本身帶有參數設定單元，不需要其它任何附加設備便可以完成參數設定。所有控制調節監控及附加功能都由微處理器來實現，可選擇給定值和反饋值為數字量或模擬量。
1.2.3 總結
隨著生產技術的發展，對直流電氣傳動在起制動、正反轉以及調速精度、調速范圍、靜態特性、動態響應等方面都提出了更高的要求，這就要求大量使用直流調速系統。因此人們對直流調速系統的研究將會更深一步。
1.3 本課題研究目的及意義
直流電動機是最早出現的電動機，也是最早實現調速的電動機。長期以來，直流電動機一直占據著調速控制的統治地位。由於它具有良好的線性調速特性，簡單的控制性能，高效率，優異的動態特性，現在仍是大多數調速控制電動機的最優選擇。因此研究直流電機的速度控制，有著非常重要的意義。
隨著單片機的發展，數字化直流PWM調速系統在工業上得到了廣泛的應用，控制方法也日益成熟。它對單片機的要求是：具有足夠快的速度；有PWM口，用於自動產生PWM波；有捕捉功能，用於測頻；有A/D轉換器、用來對電動機的輸出轉速、輸出電壓和電流的模擬量進行模/數轉換；有各種同步串列介面、足夠的內部ROM和RAM，以減小控制系統的無力尺寸；有看門狗、電源管理功能等。因此該實驗中選用Cygnal公司的單片機C8051F020。
通過設計基於C8051F020單片機的直流PWM調速系統並調試得出結論，在掌握C8051F020的同時進一步加深對直流電動機調速方法、PI控制器的理解，對運動控制的相關知識進行鞏固。
1.4 論文主要研究內容
本課題的研究對象為直流電動機，對其轉速進行控制。基本思想是利用C8051F020自帶的PWM口，通過調整PWM的占空比，控制電機的電樞電壓，進而控制轉速。
系統硬體設計為：以C8051F020為核心，由轉速環、顯示、按鍵控制等電路組成。
具體內容如下：
（1）、介紹直流電動機工作原理及PWM調速方法。
（2）、完成以C8051F020為控制核心的直流電機數字控制系統硬體設計。
（3）、以該系統的特點為基礎進行分析，使用PWM控制電機調速，並由實驗得到合適的PI控制及相關參數。
（4）、對該數字式直流電動機調速系統的性能做出總結。

第二章 直流電動機調速器工作原理
2.1 直流電機調速方法及原理
直流電動機的轉速和各參量的關系可用下式表示：

由上式可以看出，要想改變直流電機的轉速，即調速，可有三種不同的方式：調節電樞供電電壓U，改變電樞迴路電阻R，調節勵磁磁通Φ。
3種調速方式的比較表2-1所示.
表2-1 3種電動機調速方式對比
調速方式和方法 控制裝置 調速范圍 轉速變化率 平滑性 動態性能 恆轉矩或恆功 率 效率
改變電樞電阻 串電樞電阻 變阻器或接觸器、電阻器 2:1 低速時大 用變阻器較好
用接觸器、電阻器較差 無自動調節能力 恆轉矩 低
改變電樞電壓 電動機-發電機組 發電機組或電機擴大機（磁放大器） 10:1～20:1 小 好 較好 恆轉矩 60%～70%
靜止變流器 晶閘管變流器 50:1～100:1 小 好 好 恆轉矩 80%～90%
直流脈沖調寬 晶體管或晶閘管直流開關電路 50:1～100:1 小 好 好 恆轉矩 80%～90%
改變磁通 串聯電阻或可變直流電源 直流電源變阻器 3:1
～
5:1 較大 差 差 恆功率 80%～90%
電機擴大機或磁放大器 好 較好
晶閘管變流器 好

由表2-1知，對於要求在一定范圍內無級平滑調速的系統來說，以調節電樞供電電壓的方式為最佳，而變電樞電壓調速方法亦是應用最廣的調速方法。
2.2直流電機PWM(脈寬調制)調速工作原理
在直流調速系統中，開關放大器提供驅動電機所需要的電壓和電流，通過改變加在電動機上的電壓的平均值來控制電機的運轉。在開關放大器中，常採用晶體管作為開關器件，晶體管如同開關一樣，總是處在接通和斷開的狀態。在晶體管處在接通時，其上的壓降可以略去；當晶體管處在斷開時，其上的壓降很大，但是電流為零，所以不論晶體管導通還是關斷，輸出晶體管中的功耗都是很小的。一種比較簡單的開關放大器是按照一個固定的頻率去接通和斷開放大器，並根據需要改變一個周期內「接通」和「斷開」的相位寬窄，這樣的放大器被稱為脈沖調制放大器。
PWM脈沖寬度調制技術就是通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得獲得所需要波形（含形狀和幅值）的技術。
根據PWM控制技術的特點，到目前為止主要有八類方法：相電壓控制PWM、線電壓控制PWM、電流控制PWM、非線性控制PWM，諧振軟開關PWM、矢量控制PWM、直接轉矩控制PWM、空間電壓矢量控制PWM。
利用開關管對直流電動機進行PWM調速控制原理圖及輸入輸出電壓波形如圖2-1、圖2-2所示。當開關管MOSFET的柵極輸入高電平時，開關管導通，直流電動機電樞繞組兩端由電壓。秒後，柵極輸入變為低電平，開關管截止，電動機電樞兩端電壓為0。秒後，柵極輸入重新變為高電平，開關管的動作重復前面的過程。這樣，對應著輸入的電平高低，直流電動機電樞繞組兩端的電壓波形如圖2-2所示。電動機的電樞繞組兩端的電壓平均值為：

式2-1

式中 ——占空比，
占空比表示了在一個周期里，開關管導通的時間與周期的比值。的變化范圍為0≤≤1。由式2-1可知，當電源電壓不變的情況下，電樞的端電壓的平均值取決於占空比的大小，改變值就可以改變端電壓的平均值，從而達到調速的目的，這就是PWM調速原理。
在PWM調速時，占空比是一個重要參數。以下是三種可改變占空比的方法：
（1）、定寬調頻法:保持不變，改變，從而改變周期（或頻率）。
（2）、調寬調頻法：保持不變，改變，從而改變周期（或頻率）。
（3）、定頻調寬法：保持周期（或頻率）不變，同時改變、。
前2種方法由於在調速時改變了控制脈沖的周期（或頻率），當控制脈沖的頻率與系統的固有頻率接近時，將會引起振盪，因此應用較少。目前，在直流電動機的控制中，主要使用第3種方法。

圖2-1 PWM調速控制原理

圖2-2 輸入輸出電壓波形
產生PWM控制信號的方法有4種，分別為：
（1）、分立電子元件組成的PWM信號發生器
這種方法是用分立的邏輯電子元件組成PWM信號電路。它是最早期的方式，現在已經被淘汰了。
（2）、軟體模擬法
利用單片機的一個I/O引腳，通過軟體對該引腳不斷地輸出高低電平來實現PWM信號輸出。這種方法要佔用CPU大量時間，需要很高的單片機性能，易於實現，目前也逐漸被淘汰。
（3）、專用PWM集成電路
從PWM控制技術出現之日起，就有晶元製造商生產專用的PWM集成電路晶元，現在市場上已有許多種。這些晶元除了由PWM信號發生功能外，還有「死區」調節功能、保護功能等。在單片機控制直流電動機系統中，使用專用PWM集成電路可以減輕單片機負擔，工作也更可靠。
（4）、單片機PWM口
新一代的單片機增加了許多功能，其中包括PWM功能。單片機通過初始化設置，使其能自動地發出PWM脈沖波，只能在改變占空比時CPU才進行干預。
其中常用後兩中方法獲得PWM信號。實驗中使用方法（4）獲得PWM信號。
2.3 轉速負反饋單閉環直流調速系統原理
2.3.1 單閉環直流調速系統的組成
只通過改變觸發或驅動電路的控制電壓來改變功率變換電路的輸出平均電壓，達到調節電動機轉速的目的，稱為開環調速系統。但開環直流調速系統具有局限性：
（1）、通過控制可調直流電源的輸入信號，可以連續調節直流電動機的電樞電壓，實現直流電動機的平滑無極調速，但是，在啟動或大范圍階躍升速時，電樞電流可能遠遠超過電機額定電流，可能會損壞電動機，也會使直流可調電源因過流而燒毀。因此必須設法限制電樞動態電流的幅值。
（2）、開環系統的額定速降一般都比較大，使得開環系統的調速范圍D都很小，對於大部分需要調速的生產機械都無法滿足要求。因此必須採用閉環反饋控制的方法減小額定動態速降，以增大調速范圍。
（3）、開環系統對於負載擾動是有靜差的。必須採用閉環反饋控制消除擾動靜差
為克服其缺點，提高系統的控制質量，必須採用帶有負反饋的閉環系統，方框圖如圖2-3所示。在閉環系統中，把系統輸出量通過檢測裝置（感測器）引向系統的輸入端，與系統的輸入量進行比較，從而得到反饋量與輸入量之間的偏差信號。利用此偏差信號通過控制器（調節器）產生控製作用，自動糾正偏差。因此，帶輸出量負反饋的閉環控制系統能提高系統抗擾性，改善控制精度的性能，廣泛用於各類自動調節系統中。

❷ 脈沖寬度調制的控制方法

采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同.PWM控制技術就是以該結論為理論基礎，對半導體開關器件的導通和關斷進行控制,使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率.
PWM控制的基本原理很早就已經提出，但是受電力電子器件發展水平的制約，在上世紀80年代以前一直未能實現.直到進入上世紀80年代，隨著全控型電力電子器件的出現和迅速發展，PWM控制技術才真正得到應用.隨著電力電子技術，微電子技術和自動控制技術的發展以及各種新的理論方法，如現代控制理論，非線性系統控制思想的應用，PWM控制技術獲得了空前的發展.到目前為止，已出現了多種PWM控制技術，根據PWM控制技術的特點，到目前為止主要有以下8類方法.
等脈寬PWM法
VVVF(Variable Voltage Variable Frequency）裝置在早期是採用PAM(Pulse Amplitude Molation）控制技術來實現的，其逆變器部分只能輸出頻率可調的方波電壓而不能調壓.等脈寬PWM法正是為了克服PAM法的這個缺點發展而來的，是PWM法中最為簡單的一種.它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波，通過改變其周期，達到調頻的效果。改變脈沖的寬度或占空比可以調壓，採用適當控制方法即可使電壓與頻率協調變化. 相對於PAM法，該方法的優點是簡化了電路結構，提高了輸入端的功率因數，但同時也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量.
隨機PWM
在上世紀70年代開始至上世紀80年代初，由於當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極體，載波頻率一般不超過5kHz,電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注.為求得改善，隨機PWM方法應運而生.其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白雜訊（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數未變，但以固定開關頻率為特徵的有色噪音強度大大削弱.正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對於載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值；另一方面則說明了消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，隨機PWM技術正是提供了一個分析，解決這種問題的全新思路.
SPWM法
SPWM(Sinusoidal PWM）法是一種比較成熟的，如今使用較廣泛的PWM法.前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同的. SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值則可調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值.該方法的實現有以下幾種方案.
等面積法
該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然後計算各脈沖的寬度和間隔，並把這些數據存於微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的.由於此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以准確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據佔用內存大，不能實時控制的缺點.
硬體調製法
硬體調製法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調製得到所期望的PWM波形.通常採用等腰三角波作為載波，當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形.其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定它們的交點,在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波.但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制.
軟體生成法
由於微機技術的發展使得用軟體生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟體生成法也就應運而生.軟體生成法其實就是用軟體來實現調制的方法，其有兩種基本演算法，即自然采樣法和規則采樣法.
自然采樣法
以正弦波為調制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，這就是自然采樣法.其優點是所得SPWM波形最接近正弦波，但由於三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，難以實時控制.
規則采樣法
規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法，一般採用三角波作為載波.其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現SPWM法.當三角波只在其頂點（或底點）位置對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（即采樣周期）內的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規則采樣.當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（此時為采樣周期的兩倍）內的位置一般並不對稱，這種方法稱為非對稱規則采樣.
規則采樣法是對自然采樣法的改進，其主要優點就是是計算簡單，便於在線實時運算，其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦.其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小.
以上兩種方法均只適用於同步調制方式中.
低次諧波消去法
低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法.其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開，表示為u（ωt)=ansinnωt，首先確定基波分量a1的值，再令兩個不同的an=0,就可以建立三個方程，聯立求解得a1,a2及a3，這樣就可以消去兩個頻率的諧波.
該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波，但是，剩餘未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點.該方法同樣只適用於同步調制方式中.
梯形波與三角波比較法
前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的，從而忽視了直流電壓的利用率，如SPWM法，其直流電壓利用率僅為86.6%.因此，為了提高直流電壓利用率，提出了一種新的方法--梯形波與三角波比較法.該方法是採用梯形波作為調制信號，三角波為載波，且使兩波幅值相等，以兩波的交點時刻控制開關器件的通斷實現PWM控制.
由於當梯形波幅值和三角波幅值相等時，其所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值，從而可以有效地提高直流電壓利用率.但由於梯形波本身含有低次諧波，所以輸出波形中含有5次，7次等低次諧波.
線電壓控制PWM
前面所介紹的各種PWM控制方法用於三相逆變電路時，都是對三相輸出相電壓分別進行控制的，使其輸出接近正弦波，但是，對於像三相非同步電動機這樣的三相無中線對稱負載，逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦，而可著眼於使線電壓趨於正弦.因此，提出了線電壓控制PWM，主要有以下兩種方法.
馬鞍形波與三角波比較法
馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調制信號便呈現出馬鞍形，而且幅值明顯降低，於是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率.在三相無中線系統中，由於三次諧波電流無通路,所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波[4].
除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻於正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線
電壓.這是因為，經過PWM調制後逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的3倍頻於正弦波信號的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波.
單元脈寬調製法
因為，三相對稱線電壓有Uuv+Uvw+Uwu=0的關系，所以，某一線電壓任何時刻都等於另外兩個線電壓負值之和.如今把一個周期等分為6個區間，每區間60°，對於某一線電壓例如Uuv，半個周期兩邊60°區間用Uuv本身表示，中間60°區間用-(Uvw+Uwu）表示，當將Uvw和Uwu作同樣處理時，就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊60°區間的兩種波形形狀，並且有正有負.把這樣的電壓波形作為脈寬調制的參考信號，載波仍用三角波，並把各區間的曲線用直線近似（實踐表明，這樣做引起的誤差不大，完全可行），就可以得到線電壓的脈沖波形，該波形是完全對稱，且規律性很強，負半周是正半周相應脈沖列的反相，因此，只要半個周期兩邊60°區間的脈沖列一經確定，線電壓的調制脈沖波形就唯一地確定了.這個脈沖並不是開關器件的驅動脈沖信號，但由於已知三相線電壓的脈沖工作模式，就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了.
該方法不僅能抑制較多的低次諧波，還可減小開關損耗和加寬線性控制區，同時還能帶來用微機控制的方便,但該方法只適用於非同步電動機，應用范圍較小.
電流控制PWM
電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變.其實現方案主要有以下3種.
滯環比較法
這是一種帶反饋的PWM控制方式，即每相電流反饋回來與電流給定值經滯環比較器，得出相應橋臂開關器件的開關狀態，使得實際電流跟蹤給定電流的變化.該方法的優點是電路簡單，動態性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量.其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多.
三角波比較法
該方法與SPWM法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大後再和三角波進行比較，產生PWM波.此時開關頻率一定，因而克服了滯環比較法頻率不固定的缺點.但是，這種方式電流響應不如滯環比較法快.
預測電流控製法
預測電流控制是在每個調節周期開始時，根據實際電流誤差，負載參數及其它負載變數，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調節周期由PWM產生的電壓矢量必將減小所預測的誤差.該方法的優點是，若給調節器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速，准確的響應.如今，這類調節器的局限性是響應速度及過程模型系數參數的准確性.
空間電壓矢量控制PWM
空間電壓矢量控制PWM(SVPWM）也叫磁通正弦PWM法.它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成PWM波形.此法從電動機的角度出發，把逆變器和電機看作一個整體,以內切多邊形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恆定的圓形磁場（正弦磁通）.
具體方法又分為磁通開環式和磁通閉環式.磁通開環法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量.此法輸出電壓比正弦波調制時提高15%，諧波電流有效值之和接近最小.磁通閉環式引
入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度.在比較估算磁通和給定磁通後，根據誤差決定產生下一個電壓矢量，形成PWM波形.這種方法克服了磁通開環法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音.但由於未引入轉矩的調節，系統性能沒有得到根本性的改善.
矢量控制PWM
矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將非同步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia,Ib及Ic，通過三相/二相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1及Ib1，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Im1及It1(Im1相當於直流電動機的勵磁電流；It1相當於與轉矩成正比的電樞電流），然後模仿對直流電動機的控制方法，實現對交流電動機的控制.其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度，磁場兩個分量進行獨立控制.通過控制轉子磁鏈，然後分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經坐標變換，實現正交或解耦控制.
但是，由於轉子磁鏈難以准確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足.此外.它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統中需要配置轉子位置或速度感測器，這顯然給許多應用場合帶來不便.
直接轉矩控制PWM
1985年德國魯爾大學Depenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論(Direct Torque Control簡稱DTC).直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流，磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制，它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值，然後，經磁鏈和轉矩的Band-Band控制產生PWM信號對逆變器的開關狀態進行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現無速度感測器化，有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度，並以新穎的控制思想，簡潔明了的系統結構，優良的動靜態性能得到了迅速發展.
但直接轉矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制.
非線性控制PWM
單周控製法[7]又稱積分復位控制（Integration Reset Control,簡稱IRC），是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變數的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例.該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關，積分器，觸發電路，比較器達到跟蹤指令信號的目的.單周控制器由控制器，比較器，積分器及時鍾組成，其中控制器可以是RS觸發器，其控制原理如圖1所示.圖中K可以是任何物理開關，也可是其它可轉化為開關變數形式的抽象信號.
單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內自動消除穩態，瞬態誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期.雖然硬體電路較復雜，但其克服了傳統的PWM控制方法的不足，適用於各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應快，開關頻率恆定，魯棒性強等優點，此外，單周控制還能優化系統響應，減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法.
諧振軟開關PWM
傳統的PWM逆變電路中，電力電子開關器件硬開關的工作方式，大的開關電壓電流應力以及高的/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子主要發展趨勢之一，它能使變換器體積減小，重量減輕，成本下降，性能提高,特別當開關頻率在18kHz以上時，雜訊將已超過人類聽覺范圍，使無雜訊傳動系統成為可能.
諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上，附加一個諧振網路，諧振網路一般由諧振電感，諧振電容和功率開關組成.開關轉換時，諧振網路工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程，諧振過程極短，基本不影響PWM技術的實現.從而既保持了PWM技術的特點，又實現了軟開關技術.但由於諧振網路在電路中的存在必然會產生諧振損耗，並使電路受固有問題的影響，從而限制了該方法的應用。

❸ 聯想G480，WIN7系統，無法連接無線網路，怎麼解決

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❹ 大感性負載的DC/AC電壓型逆變電路為什麼要用全橋式電路，而不能用推挽式電路或半橋式電路。

電子負載用軟開關DC/DC變換器的實現
北方交通大學電氣工程學院（北京 100044）崔莉 劉志剛 李寶昌

1 引 言

隨著科技的發展，各類電力電子產品得到了越來越廣泛的應用。然而，目前對這些產品的試驗多以電阻箱和水阻試驗台等作負載。這類負載採用有級調節，有固定阻值或固定負載特性曲線，負載形式單一，功率小；輸入這些試驗設備的電能全部被消耗掉，經濟損失較大；並且佔用了較大的安裝空間。模擬電子負載就是為克服上述試驗設備的缺點而研製的一種電力電子裝置，是計算機技術、微機測控技術、電力電子技術的綜合運用。相對於目前廣泛使用的能耗型負載，這種電子負載體積小、節省空間從而降低了系統供電的容量等級，不僅具有試驗功能，還能將被試設備的輸入功率無污染地反饋回電網，符合大功率場合應用的需要。

電子負載由DC／DC直流變換器和DC／AC逆變器組成，如圖1所示。DC／DC變換器完成從被試設備到DC／AC的直直變換，DC／AC逆變器檢測電網同步信號，將被試電源輸出的能量反饋回電網。可以看出，能量由電網經整個試驗系統後饋回電網供系統循環使用，實際損耗主要是被試電源和負載模塊的損耗。以通訊電源作被試電源為例，通訊電源的輸出電壓恆定，電網電壓在一定范圍內也近似恆定，通訊電源輸出電流的大小直接正比於系統所模擬的功率的大小，即正比於交流側電流的大小。因此，正確設置電子負載的給定電流大小和功率因數角，即可模擬阻性、阻感性等各種復雜的負載形式。

全橋DC／DC變換器的常用控制方法是，採用PWM技術同時開通或關斷斜對角的一對功率管，使其處於硬開關工作過程，通過改變變壓器副邊輸出電壓的占空比來調整輸出直流電壓的大小。功率管在電壓不為零時開通和電流不為零時關斷，因此，隨著工作頻率的提高，缺點越來越明顯。首先，隨著開關頻率的提高，器件的開關損耗成正比上升，在器件總損耗中所佔比重急劇增大，使系統效率降低，處理功率的能力減小。其次，功率器件開關過程導致的di／dt和／dt會引起強烈的電磁干擾（EMI）雜訊。另外，開關過程引起的Ldi／dt易使器件過壓或過流，導致器件的損壞；同時，由於散熱困難而阻礙了變換器體積的進一步減小。基於以上考慮，在所研製的電子負載中採用全橋軟開關DC／DC變換器。

2 系統設計

2．1 DC／DC主電路軟開關方案的選擇

近年來，人們針對全橋軟開關變換器提出了不少拓撲，大致可分為ZVS，ZCS和ZVZCS三種策略。ZVS方式中，功率器件輸出電容與變壓器漏感諧振，器件在零電壓狀態下開通。但變壓器副邊整流管換流使輸出電壓發生占空比丟失，且滯後橋臂零不易實現ZVS。ZCS方式中，變壓器原邊電流復位，器件在零電流狀態下關斷，但諧振電容電壓換向使輸出電流發生占空比丟失，且滯後橋臂較難實現ZCS。電子負載中，DC／DC為低壓大電流的升壓變換，特點是變壓器原邊輸入電流和副邊輸出電壓很大，所以，這兩種方式都會造成系統效率的嚴重降低，是不可接受的。ZVZCS變換策略則可避免上述兩方式固有的缺陷。本設計的DC／DC變換器主電路原理如圖2所示。

本設計是用在變壓器副邊並聯儲能電容C1，C2的方法來實現原邊電流的復位〔1〕，如圖3所示，共有六種工作模式：

模式0：（t2，t3）區間。在t2時刻導通Q4，變壓器漏感Lk與C1，C2諧振使C1，C2通過D7充電，由於D5，D6的箝位作用，C1，C2充電至V2，能量由變壓器原邊流向C1，C2和負載。

模式1：（t3，t4）區間。Q1，Q2導通，能量由變壓器原邊流向負載。

模式2：（t4，t5）區間。在t4時刻關斷Q1，由於Cp1上的電壓為零，Q1為零電壓關斷，此後Cp1充電，Cp3放電，V1減小，當變壓器副邊電壓小於V2時，C1，C2開始放電。能量由C1，C2和變壓器原邊流向負載。

模式3：（t5，t7）區間。Cp3放電完畢，D3導通，此時導通Q3，由於D3的箝位作用，Q3為零電壓開通。V1減小，C1，C2繼續放電，變壓器副邊二極體整流橋反偏，變壓器副邊電流為零，原邊只有很小的勵磁電流，近似於開路。負載電流流過C1，C2和續流二極體，變壓器原副邊沒有能量的聯系。

模式4：（t7，t8）區間。在t7時刻關斷Q4，由於變壓器原邊電流近似為零，Q4為零電流關斷。C1，C2放電完畢後，負載電流只流過續流二極體，變壓器原副邊電流仍近似為零。

模式5：（t8，．）區間。在t8時刻導通Q2，由於變壓器原邊電流近似為零，Q2為零電流開通。變壓器原邊電流反向，重復模式0，下半個周期開始。

2．2 控制電路設計

2．2．1 控制原理

系統控制原理見圖3〔2〕。（t2，t4）期間，Q1和Q2導通，變壓器原邊電壓V ab為Vin，（t8，t10）期間，Q2和Q3導通，變壓器原邊電壓為－Vin。由圖可見，輸出電壓的大小取決於Q1、Q3和Q2、Q4的導通時間，即相移的大小；偏磁產生的原因是兩對功率管導通時間存在差異及管壓降不同，所以，同樣可通過改變功率管的導通時間來加以補償。例如，若輸出電壓偏低，則Q2、Q4左移，反之右移，移動范圍如圖中陰影面積所示，t6，t8和t12，t13分別為Q2、Q4移動的下限和上限。若檢測變壓器原邊電流中存在正直流分量，則Q1、Q3不變，Q4下降沿左移，脈寬變小；Q2、Q4互補導通，Q2上升沿相應左移，脈寬變大，二者脈寬之和不變，結果是Q2、Q3導通時間大於Q1、Q4導通時間，起到了消除偏磁的效果。

2．2．2 控制系統硬體設計

目前的移相控制方式中，普遍使用的是基於3875晶元的PWM脈沖發生電路，其原理是將變換器輸出電壓采樣後與給定電壓比較，根據比較結果調節觸發脈沖，使輸出直流電壓控制在給定范圍內。這種方法的特點是硬體電路簡單，使用方便。缺點是必須藉助相應的硬體電路才能抑制逆變變壓器單向偏磁所引起的飽和問題。然而，由控制原理可以看出，利用高速微處理器對逆變橋功率管的開關進行實時控制完全可實現以上功能。本文討論的基於DSP的PWM移相控制電路，可採取多種控制策略，結構簡單，可靠性高，能最大限度地節省硬體，能編程實現不同的控制策略，十分靈活。

控制系統由脈沖發生電路，檢測電路和顯示電路構成，如圖4所示。數字信號處理晶元TMS320F240用作控制核心。TMS320F240是TI公司為滿足控制應用而設計的，它有高速信號處理和數字控制功能所必需的體系結構特點，而且它有為電機控制應用提供單片解決方案所必需的外圍設備。TMS320F240的指令執行速度是20MIPS，這種高性能使較為復雜的控制演算法可以實時執行。其內部集成了16K的FLASHEEPROM，無須擴展程序存儲器。LEM模塊對變壓器原邊電流i1進行采樣，經信號調整電路濾波，滯環比較，結果為電平信號作為DSP輸入，消除偏磁；過壓、過流恆溫等物理量經故障信號感測器、故障檢測及調整電路轉化為電平信號送給DSP，進行相應的控制。死區由4098硬體產生，保證控制的可靠性。

2．3 控制電路軟體設計

設置了五個中斷：T1定時器中斷，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷和PDPint一個保護中斷。T1定時器中斷用於調整變換頻率，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷用於調整輸出電壓和控制偏磁，PDPint電源保護中斷保證當系統處於非正常工作狀態時可以緊急停機。流程如圖5所示。

3 實驗結果及結論

圖6為調制頻率為20kHz時的實驗波形。圖6（a）中，通道1為Q1兩端的電壓波形，通道2為相應的觸發脈沖。可以看出，實現了Q1的零電壓開通和關斷，Q3同。圖6（b）中，通道1為變壓器原邊電流，通道2為Q4的觸發脈沖。可以看出，實現了Q4的零電流開通和關斷，Q2同。此外，經實驗驗證，本方案具有響應速度快，控制靈活可靠的優點。經過測試，變換器的效率達到87％，比傳統的硬開關全橋DC／DC逆變器提高了4％，效果比較理想。

本文摘自《電子工程師》

❺ 光伏逆變器的核心組成模塊有哪些

主迴路：升壓，逆變。
升壓：boost電感，支撐電容設計
逆變：功率器件（IGBT/MOSFET.....）驅動設計，軟開關技術，散熱及交流輸出的濾波設計。
控制迴路：逆變控制電路，及針對標准（金太陽，TUV，VDE......）的硬體保護電路設計。
人機界面。
如果你做演算法可以參考PWM整流器及其控制這本書，不錯。

❻ PWM技術的幾種PWM控制方法

采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同.PWM控制技術就是以該結論為理論基礎，對半導體開關器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。
PWM控制的基本原理很早就已經提出，但是受電力電子器件發展水平的制約，在上世紀80年代以前一直未能實現.直到進入上世紀80年代，隨著全控型電力電子器件的出現和迅速發展，PWM控制技術才真正得到應用.隨著電力電子技術，微電子技術和自動控制技術的發展以及各種新的理論方法，如現代控制理論,非線性系統控制思想的應用，PWM控制技術獲得了空前的發展.到目前為止，已出現了多種PWM控制技術，根據PWM控制技術的特點，到目前為止主要有以下方法。 在上世紀70年代開始至上世紀80年代初，由於當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極體，載波頻率一般不超過5kHz，電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注。為求得改善，隨機PWM方法應運而生。
其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白雜訊（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數未變，但以固定開關頻率為特徵的有色噪音強度大大削弱。
正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對於載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值；另一方面則說明了消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，隨機PWM技術正是提供了一個分析，解決這種問題的全新思路。 SPWM（Sinusoidal PWM）法是一種比較成熟的，目前使用較廣泛的PWM法。
前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值則可調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。該方法的實現有以下幾種方案。 等面積法
該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然後計算各脈沖的寬度和間隔，並把這些數據存於微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的。由於此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以准確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據佔用內存大，不能實時控制的缺點。 硬體調製法
硬體調製法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調製得到所期望的PWM波形.通常採用等腰三角波作為載波，當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形.其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定它們的交點,在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波.但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制。 軟體生成法
由於微機技術的發展使得用軟體生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟體生成法也就應運而生.軟體生成法其實就是用軟體來實現調制的方法，其有兩種基本演算法，即自然采樣法和規則采樣法。 自然采樣法
以正弦波為調制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，這就是自然采樣法。其優點是所得SPWM波形最接近正弦波，但由於三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，難以實時控制。 規則采樣法
規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法，一般採用三角波作為載波。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現SPWM法。 當三角波只在其頂點（或底點）位置對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（即采樣周期）內的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規則采樣。 當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（此時為采樣周期的兩倍）內的位置一般並不對稱，這種方法稱為非對稱規則采樣。
規則采樣法是對自然采樣法的改進，其主要優點就是是計算簡單，便於在線實時運算，其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦.其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。
以上兩種方法均只適用於同步調制方式中。 低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開，表示為u（ωt)=ansinnωt，首先確定基波分量a1的值，再令兩個不同的an=0，就可以建立三個方程，聯立求解得a1、a2及a3，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。
該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波，但是，剩餘未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點。該方法同樣只適用於同步調制方式中。 前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的，從而忽視了直流電壓的利用率，如SPWM法，其直流電壓利用率僅為86.6%。因此，為了提高直流電壓利用率，提出了一種新的方法——梯形波與三角波比較法。該方法是採用梯形波作為調制信號，三角波為載波，且使兩波幅值相等，以兩波的交點時刻控制開關器件的通斷實現PWM控制。
由於當梯形波幅值和三角波幅值相等時，其所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值，從而可以有效地提高直流電壓利用率.但由於梯形波本身含有低次諧波，所以輸出波形中含有5次，7次等低次諧波。 前面所介紹的各種PWM控制方法用於三相逆變電路時，都是對三相輸出相電壓分別進行控制的，使其輸出接近正弦波，但是，對於像三相非同步電動機這樣的三相無中線對稱負載，逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦，而可著眼於使線電壓趨於正弦。因此，提出了線電壓控制PWM，主要有以下兩種方法： 馬鞍形波與三角波比較法
馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調制信號便呈現出馬鞍形，而且幅值明顯降低，於是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無中線系統中，由於三次諧波電流無通路，所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波[4]。
除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻於正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線
電壓.這是因為，經過PWM調制後逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的3倍頻於正弦波信號的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。 單元脈寬調製法
因為，三相對稱線電壓有Uuv+Uvw+Uwu=0的關系，所以，某一線電壓任何時刻都等於另外兩個線電壓負值之和。現在把一個周期等分為6個區間，每區間60°，對於某一線電壓例如Uuv，半個周期兩邊60°區間用Uuv本身表示，中間60°區間用-(Uvw+Uwu）表示，當將Uvw和Uwu作同樣處理時，就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊60°區間的兩種波形形狀，並且有正有負.把這樣的電壓波形作為脈寬調制的參考信號，載波仍用三角波，並把各區間的曲線用直線近似（實踐表明，這樣做引起的誤差不大，完全可行），就可以得到線電壓的脈沖波形，該波形是完全對稱，且規律性很強，負半周是正半周相應脈沖列的反相，因此，只要半個周期兩邊60°區間的脈沖列一經確定，線電壓的調制脈沖波形就唯一地確定了.這個脈沖並不是開關器件的驅動脈沖信號，但由於已知三相線電壓的脈沖工作模式，就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了。
該方法不僅能抑制較多的低次諧波，還可減小開關損耗和加寬線性控制區，同時還能帶來用微機控制的方便,但該方法只適用於非同步電動機，應用范圍較小。 電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變。其實現方案主要有以下3種。 滯環比較法
這是一種帶反饋的PWM控制方式，即每相電流反饋回來與電流給定值經滯環比較器，得出相應橋臂開關器件的開關狀態，使得實際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優點是電路簡單，動態性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多。 三角波比較法
該方法與SPWM中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大後再和三角波進行比較，產生PWM波。此時開關頻率一定，因而克服了滯環比較法頻率不固定的缺點。但是，這種方式電流響應不如滯環比較法快。 預測電流控製法
預測電流控制是在每個調節周期開始時，根據實際電流誤差、負載參數及其它負載變數，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調節周期由PWM產生的電壓矢量必將減小所預測的誤差。該方法的優點是，若給調節器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、准確的響應。這類調節器的局限性在於響應速度及過程模型系數參數的准確性。 空間電壓矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成PWM波形。此法從電動機的角度出發，把逆變器和電機看作一個整體，以內切多邊形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恆定的圓形磁場（正弦磁通）。
具體方法又分為磁通開環式和磁通閉環式。 磁通開環法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調制時提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。 磁通閉環式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度。在比較估算磁通和給定磁通後，根據誤差決定產生下一個電壓矢量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開環法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音。但由於未引入轉矩的調節，系統性能沒有得到根本性的改善。 矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將非同步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia、Ib及Ic，通過三相/二相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1及Ib1，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Im1及It1（Im1相當於直流電動機的勵磁電流；It1相當於與轉矩成正比的電樞電流），然後模仿對直流電動機的控制方法，實現對交流電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度、磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉子磁鏈，然後分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經坐標變換，實現正交或解耦控制。
但是，由於轉子磁鏈難以准確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統中需要配置轉子位置或速度感測器，這顯然給許多應用場合帶來不便。 1985年德國魯爾大學Depenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論（Direct Torque Control，簡稱DTC）。直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制，它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值，然後，經磁鏈和轉矩的Band-Band控制產生PWM信號對逆變器的開關狀態進行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現無速度感測器化，有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度，並以新穎的控制思想，簡潔明了的系統結構，優良的動靜態性能得到了迅速發展。
但直接轉矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制。 單周控製法[7]又稱積分復位控制（Integration Reset Control，簡稱IRC），是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變數的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時鍾組成，其中控制器可以是RS觸發器，開關是任何物理開關，也可是其它可轉化為開關變數形式的抽象信號。
單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內自動消除穩態、瞬態誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期。雖然硬體電路較復雜，但其克服了傳統的PWM控制方法的不足，適用於各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應快、開關頻率恆定、魯棒性強等優點。此外，單周控制還能優化系統響應、減小畸變和抑制電源干擾。 傳統的PWM逆變電路中，電力電子開關器件硬開關的工作方式，大的開關電壓電流應力以及高的/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子主要發展趨勢之一，它能使變換器體積減小，重量減輕，成本下降，性能提高，特別當開關頻率在18kHz以上時，雜訊將已超過人類聽覺范圍，使無雜訊傳動系統成為可能。
諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上，附加一個諧振網路，諧振網路一般由諧振電感、諧振電容和功率開關組成。開關轉換時，諧振網路工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程，諧振過程極短，基本不影響PWM技術的實現。從而既保持了PWM技術的特點，又實現了軟開關技術。但由於諧振網路在電路中的存在必然會產生諧振損耗，並使電路受固有問題的影響，從而限制了該方法的應用。

❼ 本人大四學生想求原油蒸餾常減壓系統的控制設計

原油蒸餾控制軟體簡介2008-05-26 14:54轉 永立 撫順石油化工研究院

DCS在我國煉油廠應用已有15年歷史，有20多家煉油企業安裝使用了不同型
號的DCS，對常減壓裝置、催化裂化裝置、催化重整裝置、加氫精製、油品調合等實施
過程式控制制和生產管理。其中有十幾套DCS用於原油蒸餾，多數是用於常減壓裝置的單回
路控制和前饋、串級、選擇、比值等復雜迴路控制。有幾家煉油廠開發並實施了先進控制
策略。下面介紹DCS用原油蒸餾生產過程的主要控制迴路和先進控制軟體的開發和應用
情況。
一、工藝概述
對原油蒸餾，國內大型煉油廠一般採用年處理原油250～270萬噸的常減壓裝置
，它由電脫鹽、初餾塔、常壓塔、減壓塔、常壓加熱爐、減壓加熱爐、產品精餾和自產蒸
汽系統組成。該裝置不僅要生產出質量合格的汽油、航空煤油、燈用煤油、柴油，還要生
產出催化裂化原料、氧化瀝青原料和渣油；對於燃料一潤滑油型煉油廠，還需要生產潤滑
油基礎油。各煉油廠均使用不同類型原油，當改變原油品種時還要改變生產方案。
燃料一潤滑油型常減壓裝置的工藝流程是：原油從罐區送到常減壓裝置時溫度一般為
30℃左右，經原油泵分路送到熱交換器換熱，換熱後原油溫度達到110℃，進入電脫
鹽罐進行一次脫鹽、二次脫鹽、脫鹽後再換熱升溫至220℃左右，進入初餾塔進行蒸餾
。初餾塔底原油經泵分兩路送熱交換器換熱至290℃左右，分路送入常壓加熱爐並加熱
到370℃左右，進入常壓塔。常壓塔塔頂餾出汽油，常一側線（簡稱常一線）出煤油，
常二側線（簡稱常二線）出柴油，常三側線出潤料或催料，常四側線出催料。常壓塔底重
油用泵送至常壓加熱爐，加熱到390℃，送減壓塔進行減壓蒸餾。減一線與減二線出潤
料或催料，減三線與減四線出潤料。
二、常減壓裝置主要控制迴路
原油蒸餾是連續生產過程，一個年處理原油250萬噸的常減壓裝置，一般有130
～150個控制迴路。應用軟體一部分是通過連續控制功能塊來實現，另一部分則用高級
語言編程來實現。下面介紹幾種典型的控制迴路。
1．減壓爐0．7MPa蒸汽的分程式控制制
減壓爐0．7MPa蒸汽的壓力是通過補充1．1MPa蒸汽或向0．4MPa乏氣
管網排氣來調節。用DCS控制0．7MPa蒸汽壓力，是通過計算器功能進行計算和判
斷，實現蒸汽壓力的分程式控制制。0．7MPa蒸汽壓力檢測信號送入功能塊調節器，調節
器輸出4～12mA段去調節1．1MPa蒸汽入管網調節閥，輸出12～20mA段去
調節0．4MPa乏氣管網調節閥。這實際是仿照常規儀表的硬分程方案實現分程調節，
以保持0．7MPa蒸汽壓力穩定。
2．常壓塔、減壓塔中段迴流熱負荷控制
中段迴流的主要作用是移去塔內部分熱負荷。中段迴流熱負荷為中段迴流經熱交換器
冷卻前後的溫差、中段迴流量和比熱三者的乘積。由中段迴流熱負荷的大小來決定迴流的
流量。中段迴流量為副回中路，用中段熱負荷來串中段迴流流量組成串級調節迴路。由D
CS計算器功能塊來求算冷卻前後的溫差，並求出熱負荷。主迴路熱負荷給定值由工人給
定或上位機給定。
3．提高加熱爐熱效率的控制
為了提高加熱爐熱效率，節約能源，採取了預熱入爐空氣、降低煙道氣溫度、控制過
剩空氣系數等方法。一般加熱爐控制是利用煙氣作為加熱載體來預熱入爐空氣，通過控制
爐膛壓力正常，保證熱效率，保證加熱爐安全運行。
（1）爐膛壓力控制
在常壓爐、減壓爐輻射轉對流室部位設置微差壓變送器，測出爐膛的負壓，利用長行
程執行機構，通過連桿來調整煙道氣檔板開度，以此來維持爐膛內壓力正常。
（2）煙道氣氧含量控制
一般採用氧化鋯分析器測量煙道氣中的氧含量，通過氧含量來控制鼓風機入口檔板開
度，控制入爐空氣量，達到最佳過剩空氣系數，提高加熱爐熱效率。
4．加熱爐出口溫度控制
加熱爐出口溫度控制有兩種技術方案，它們通過加熱爐流程畫面上的開關（或軟開關
）切換。一種方案是總出口溫度串燃料油和燃料氣流量，另一種方案是加熱爐吸熱一供熱
值平衡控制。熱值平衡控制需要使用許多計算器功能塊來計算熱值，並且同時使用熱值控
制PID功能塊。其給定值是加熱爐的進料流量、比熱、進料出口溫度和進口溫度之差值
的乘積，即吸熱值。其測量值是燃料油、燃料氣的發熱值，即供熱值。熱值平衡控制可以
降低能耗，平穩操作，更有效地控制加熱爐出口溫度。該系統的開發和實施充分利用了D
CS內部儀表的功能。
5．常壓塔解耦控制
常壓塔有四個側線，任何一個側線抽出量的變化都會使抽出塔板以下的內迴流改變，
從而影響該側線以下各側線產品質量。一般可以用常一線初餾點、常二線干點（90％干
點）、常三線粘度作為操作中的質量指標。為了提高輕質油的收率，保證各側線產品質量
，克服各側線的相互影響，採用了常壓塔側線解耦控制。以常二線為例，常二線抽出量可
以由二線抽出流量來控制，也可以用解耦的方法來控制，用流程畫面發換開關來切換。解
耦方法用常二線干點控制功能塊的輸出與原油進料量的延時相乘來作為常二線抽出流量功
能塊的給定值。其測量值為本側線流量與常一線流量延時值、常塔餾出油量延時值之和。
組態時使用了延時功能塊，延時的時間常數通過試驗來確定。這種自上而下的干點解耦控
制方法，在改變本側線流量的同時也調整了下一側線的流量，從而穩定了各側線的產品質
量。解耦控制同時加入了原油流量的前饋，對平穩操作，克服擾動，保證質量起到重要作
用。
三、原油蒸餾先進控制
1．DCS的控制結構層
先進控制至今沒有明確定義，可以這樣解釋，所謂先進控制廣義地講是傳統常規儀表
無法構造的控制，狹義地講是和計算機強有力的計算功能、邏輯判斷功能相關，而在DC
S上無法簡單組態而得到的控制。先進控制是軟體應用和硬體平台的聯合體，硬體平台不
僅包括DCS，還包括了一次信息採集和執行機構。
DCS的控制結構層，大致按三個層次分布：
·基本模塊：是基本的單迴路控制演算法，主要是PID，用於使被控變數維持在設定
點。
·可編程模塊：可編程模塊通過一定的計算（如補償計算等），可以實現一些較為復
雜的演算法，包括前饋、選擇、比值、串級等。這些演算法是通過DCS中的運算模塊的組態
獲得的。
·計算機優化層：這是先進控制和高級控制層，這一層次實際上有時包括好幾個層次
，比如多變數控制器和其上的靜態優化器。
DCS的控制結構層基本是採用遞階形式，一般是上層提供下層的設定點，但也有例
外。特殊情況下，優化層直接控制調節閥的閥位。DCS的這種控制結構層可以這樣理解
：基本控制層相當於單迴路調節儀表，可編程模塊在一定程度上近似於復雜控制的儀表運
算互聯，優化層則和DCS的計算機功能相對應。原油蒸餾先進控制策略的開發和實施，
在DCS的控制結構層結合了對象數學模型和專家系統的開發研究。
2．原油蒸餾的先進控制策略
國內原油蒸餾的先進控制策略，有自行開發應用軟體和引進應用軟體兩種，並且都在
裝置上閉環運行或離線指導操作。
我國在常減壓裝置上研究開發先進控制已有10年，各家技術方案有著不同的特點。
某廠最早開發的原油蒸餾先進控制，整個系統分四個部分：側線產品質量的計算，塔內汽
液負荷的精確計算，多側線產品質量與收率的智能協調控制，迴流取熱的優化控制。該應
用軟體的開發，充分發揮了DCS的強大功能，並以此為依託開發實施了高質量的數學模
型和優化控制軟體。系統的長期成功運行對國內DCS應用開發是一種鼓舞。各企業開發
和使用的先進控制系統有：組份推斷、多變數控制、中段迴流及換熱流程優化、加熱爐的
燃料控制和支路平衡控制、餾份切割控制、汽提蒸汽量優化、自校正控制等，下面介紹幾
個先進控制實例。
（1）常壓塔多變數控制
某廠常壓塔原採用解耦控制，在此基礎上開發了多變數控制。常壓塔有兩路進料，產
品有塔頂汽油和四個側線產品，其中常一線、常二線產品質量最為重要。主要質量指標是
用常一線初餾點、常一線干點和常二線90％點溫度來衡量，並由在線質量儀表連續分析
。以上三種質量控制通常用常一線溫度、常一線流量和常二線流量控制。常一線溫度上升
會引起常一線初餾點、常一線干點及常二線90％點溫度升高。常一線流量或常二線流量
增加會使常一線干點或常二線90％點溫度升高。
首先要確立包括三個PID調節器、常壓塔和三個質量儀表在內的廣義的對象數學模
型：
式中：P為常一線產品初餾點；D為常一線產品干點；T〔，2〕為常二線產品90
％點溫度；T〔，1〕為常一線溫度；Q〔，1〕為常一線流量；Q〔，2〕為常二流量
。
為了獲得G（S），在工作點附近採用飛升曲線法進行模擬擬合，得出對象的廣義對
象傳遞函數矩陣。針對廣義對象的多變數強關聯、大延時等特點，設計了常壓塔多變數控
制系統。
全部程序使用C語言編程，按照採集的實時數據計算控制量，最終分別送到三個控制
迴路改變給定值，實現了常壓塔多變數控制。
分餾點（初餾點、干點、90％點溫度）的獲取，有的企業採用引進的初餾塔、常壓
塔、減壓塔分餾點計算模型。分餾點計算是根據已知的原油實沸點（TBT）曲線和塔的
各側線產品的實沸點曲線，實時採集塔的各部溫度、壓力、各進出塔物料的流量，將塔分
段，進行各段上的物料平衡計算、熱量平衡計算，得到塔內液相流量和氣相流量，從而計
算出抽出側線產品的分餾點。
用模型計算比在線分析儀快，一般系統程序每10秒運行一次，克服了在線分析儀的
滯後，改善了調節品質。在計算出分餾點的基礎上，以計算機間通訊方式，修改DCS系
統中相關側線流量控制模塊給定值，實現先進控制。
還有的企業，操作員利用常壓塔生產過程平穩的特點，將SPC控制部分切除，依照
計算機根據實時參數計算出的分餾點，人工微調相關側線產品流量控制系統的給定值，這
部分優化軟體實際上只起著離線指導作用。
（2）LQG自校正控制
某廠在PROVOX系統的上位機HP1000A700上用FORTRAN語言開
發了LQG自校正控製程序，對常減壓裝置多個控制迴路實施LQG自校正控制。
·常壓塔頂溫度控制。該迴路原採用PID控制，因受處理量、環境溫度等變化因素
的影響，無法得到滿意的控制效果。用LQG自校正控制代替PID控制後，塔頂溫度控
製得到比較理想的效果。塔頂溫度和塔頂撥出物的干點存在一定關系，根據工藝人員介紹
，塔頂溫度每提高1℃，干點可以提高3～5℃。當塔頂溫度比較平穩時，工藝人員可以
適當提高塔頂溫度，使干點提高，便可以提高收率。按年平均處理原油250萬噸計算，
如干點提高2℃，塔頂撥出物可增加上千噸。自適應控制帶來了可觀的經濟效益。
·常壓塔的模擬優化控制。在滿足各餾出口產品質量要求前提下，實現提高撥出率及
各段迴流取熱優化。餾出口產品質量仍採用先進控制，要求達到的目標是：常壓塔頂餾出
產品的質量在閉環控制時，其干點值在給定值點的±2℃，常壓塔各側線分別達到脫空3
～5℃，常二線產品的恩氏蒸餾分析95％點溫度大於350℃，常三線350℃餾份小
於15％，並在操作台上CRT顯示上述各側線指標。在保證塔頂撥出率和各側線產品質
量之前提下優化全塔迴流取熱，使全塔回收率達到90％以上。
·減壓塔模擬優化控制。在保證減壓混和蠟油質量的前提下，量大限度拔出蠟油餾份
，減二線90％餾出溫度不小於510℃，減壓渣油運行粘度小於810■泊（對九二三
油），並且優化分配減一線與減二線的取熱。
（3）中段迴流計算
分餾塔的中段迴流主要用來取出塔內一部分熱量，以減少塔頂負荷，同時回收部分熱
量。但是，中段迴流過大對蒸餾不利，會影響分餾精度，在塔頂負荷允許的情況下，適度
減少中段迴流量，以保證一側線和二側線產品脫空度的要求。由於常減壓裝置處理量、原
油品種以及生產方案經常變化，中段迴流量也要作相應調整，中段迴流量的大小與常壓塔
負荷、塔頂汽油冷卻器負荷、產品質量、回收勢量等條件有關。中段迴流計算的數學模型
根據塔頂迴流量、塔底吹氣量、塔頂溫度、塔頂迴流入口溫度、頂循環迴流進口溫度、中
段迴流進出口溫度等計算出最佳迴流量，以指導操作。
（4）自動提降量模型
自動提降量模型用於改變處理量的順序控制。按生產調度指令，根據操作經驗、物料平
衡、自動控制方案來調整裝置的主要流量。按照時間順序分別對常壓爐流量、常壓塔各側
線流量、減壓塔各側線流量進行提降。該模型可以通過DCS的順序控制的幾種功能模塊
去實現，也可以用C語言編程來進行。模型閉環時，不僅改變有關控制迴路的給定值，同
時還在列印機上列印調節時間和各迴路的調節量。
四、討論
1．原油蒸餾先進控制幾乎都涉及到側線產品質量的質量模型，不管是靜態的還是動
態的，其基礎都源於DCS所採集的塔內溫度、壓力、流量等信息，以及塔內物料／能量
的平衡狀況。過程模型的建立，應該進一步深入進行過程機理的探討，走機理分析和辨認
建模的道路，同時應不斷和人工智慧的發展相結合，如人工神經元網路模型正在日益引起
人們的注意。在無法得到全局模型時，可以考慮局部模型和專家系統的結合，這也是一個
前景和方向。
2．操作工的經驗對先進控制軟體的開發和維護很重要，其中不乏真知灼見，如何吸
取他們實踐中得出的經驗，並幫助他們把這種經驗表達出來，並進行提煉，是一項有意義
的工作，這一點在開發專家系統時尤為重要。
3．DCS出色的圖形功能一直為人們所稱贊，先進控制一般是在上位機中運行，在
實施過程中，應在操作站的CRT上給出先進控制信息，這種信息應使操作工覺得親切可
見，而不是讓人感到乏味的神秘莫測，這方面的開發研究已獲初步成效，還有待進一步開
發和完善。
4．國內先進控制軟體的標准化、商品化還有待起步，目前控制軟體設計時還沒有表達
其內容的標准符號，這是一大障礙。這方面的研究開發工作對提高DCS應用水平和推廣
應用成果有著重要意義。

❽ PWM波如何產生並控制

控制方法
采樣控制理論中有一個重要結論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時,其效果基本相同.PWM控制技術就是以該結論為理論基礎,對半導體開關器件的導通和關斷進行控制,使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖,用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制,既可改變逆變電路輸出電壓的大小,也可改變輸出頻率. PWM控制的基本原理很早就已經提出,但是受電力電子器件發展水平的制約,在上世紀80年代以前一直未能實現.直到進入上世紀80年代,隨著全控型電力電子器件的出現和迅速發展,PWM控制技術才真正得到應用.隨著電力電子技術,微電子技術和自動控制技術的發展以及各種新的理論方法,如現代控制理論,非線性系統控制思想的應用,PWM控制技術獲得了空前的發展.到目前為止,已出現了多種PWM控制技術,根據PWM控制技術的特點,到目前為止主要有以下8類方法.
等脈寬PWM法
VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)裝置在早期是採用PAM(Pulse Amplitude Molation)控制技術來實現的,其逆變器部分只能輸出頻率可調的方波電壓而不能調壓.等脈寬PWM法正是為了克服PAM法的這個缺點發展而來的,是PWM法中最為簡單的一種.它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波,通過改變脈沖列的周期可以調頻,改變脈沖的寬度或占空比可以調壓,採用適當控制方法即可使電壓與頻率協調變化.相對於PAM法,該方法的優點是簡化了電路結構,提高了輸入端的功率因數,但同時也存在輸出電壓中除基波外,還包含較大的諧波分量.
隨機PWM
在上世紀70年代開始至上世紀80年代初,由於當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極體,載波頻率一般不超過5kHz,電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注.為求得改善,隨機PWM方法應運而生.其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白雜訊(在線性頻率坐標系中,各頻率能量分布是均勻的),盡管噪音的總分貝數未變,但以固定開關頻率為特徵的有色噪音強度大大削弱.正因為如此,即使在IGBT已被廣泛應用的今天,對於載波頻率必須限制在較低頻率的場合,隨機PWM仍然有其特殊的價值;另一方面則說明了消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率,隨機PWM技術正是提供了一個分析,解決這種問題的全新思路.
SPWM法
SPWM(Sinusoidal PWM)法是一種比較成熟的,目前使用較廣泛的PWM法.前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時,其效果基本相同.SPWM法就是以該結論為理論基礎,用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷,使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等,通過改變調制波的頻率和幅值則可調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值.該方法的實現有以下幾種方案.
等面積法
該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋,用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波,然後計算各脈沖的寬度和間隔,並把這些數據存於微機中,通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷,以達到預期的目的.由於此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點,可以准確地計算出各開關器件的通斷時刻,其所得的的波形很接近正弦波,但其存在計算繁瑣,數據佔用內存大,不能實時控制的缺點.
硬體調製法
硬體調製法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的,其原理就是把所希望的波形作為調制信號,把接受調制的信號作為載波,通過對載波的調製得到所期望的PWM波形.通常採用等腰三角波作為載波,當調制信號波為正弦波時,所得到的就是SPWM波形.其實現方法簡單,可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路,用比較器來確定它們的交點,在交點時刻對開關器件的通斷進行控制,就可以生成SPWM波.但是,這種模擬電路結構復雜,難以實現精確的控制.
軟體生成法
由於微機技術的發展使得用軟體生成SPWM波形變得比較容易,因此,軟體生成法也就應運而生.軟體生成法其實就是用軟體來實現調制的方法,其有兩種基本演算法,即自然采樣法和規則采樣法.
自然采樣法
以正弦波為調制波,等腰三角波為載波進行比較,在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷,這就是自然采樣法.其優點是所得SPWM波形最接近正弦波,但由於三角波與正弦波交點有任意性,脈沖中心在一個周期內不等距,從而脈寬表達式是一個超越方程,計算繁瑣,難以實時控制.
規則采樣法
規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法,一般採用三角波作為載波.其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波,再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷,從而實現SPWM法.當三角波只在其頂點(或底點)位置對正弦波進行采樣時,由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬,在一個載波周期(即采樣周期)內的位置是對稱的,這種方法稱為對稱規則采樣.當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時,由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬,在一個載波周期(此時為采樣周期的兩倍)內的位置一般並不對稱,這種方法稱為非對稱規則采樣. 規則采樣法是對自然采樣法的改進,其主要優點就是是計算簡單,便於在線實時運算,其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦.其缺點是直流電壓利用率較低,線性控制范圍較小. 以上兩種方法均只適用於同步調制方式中.
低次諧波消去法
低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法.其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開,表示為u(ωt)=ansinnωt,首先確定基波分量a1的值,再令兩個不同的an=0,就可以建立三個方程,聯立求解得a1,a2及a3,這樣就可以消去兩個頻率的諧波. 該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波,但是,剩餘未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大,而且同樣存在計算復雜的缺點.該方法同樣只適用於同步調制方式中.
梯形波與三角波比較法
前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的,從而忽視了直流電壓的利用率,如SPWM法,其直流電壓利用率僅為86.6%.因此,為了提高直流電壓利用率,提出了一種新的方法--梯形波與三角波比較法.該方法是採用梯形波作為調制信號,三角波為載波,且使兩波幅值相等,以兩波的交點時刻控制開關器件的通斷實現PWM控制. 由於當梯形波幅值和三角波幅值相等時,其所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值,從而可以有效地提高直流電壓利用率.但由於梯形波本身含有低次諧波,所以輸出波形中含有5次,7次等低次諧波.
線電壓控制PWM
前面所介紹的各種PWM控制方法用於三相逆變電路時,都是對三相輸出相電壓分別進行控制的,使其輸出接近正弦波,但是,對於像三相非同步電動機這樣的三相無中線對稱負載,逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦,而可著眼於使線電壓趨於正弦.因此,提出了線電壓控制PWM,主要有以下兩種方法.
馬鞍形波與三角波比較法
馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入PWM方式(HIPWM),其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波,調制信號便呈現出馬鞍形,而且幅值明顯降低,於是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下,可以使基波幅值超過三角波幅值,提高了直流電壓利用率.在三相無中線系統中,由於三次諧波電流無通路,所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波[4]. 除了可以注入三次諧波以外,還可以注入其他3倍頻於正弦波信號的其他波形,這些信號都不會影響線 電壓.這是因為,經過PWM調制後逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的3倍頻於正弦波信號的諧波,但在合成線電壓時,各相電壓中的這些諧波將互相抵消,從而使線電壓仍為正弦波.
單元脈寬調製法
因為,三相對稱線電壓有Uuv+Uvw+Uwu=0的關系,所以,某一線電壓任何時刻都等於另外兩個線電壓負值之和.現在把一個周期等分為6個區間,每區間60°,對於某一線電壓例如Uuv,半個周期兩邊60°區間用Uuv本身表示,中間60°區間用-(Uvw+Uwu)表示,當將Uvw和Uwu作同樣處理時,就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊60°區間的兩種波形形狀,並且有正有負.把這樣的電壓波形作為脈寬調制的參考信號,載波仍用三角波,並把各區間的曲線用直線近似(實踐表明,這樣做引起的誤差不大,完全可行),就可以得到線電壓的脈沖波形,該波形是完全對稱,且規律性很強,負半周是正半周相應脈沖列的反相,因此,只要半個周期兩邊60°區間的脈沖列一經確定,線電壓的調制脈沖波形就唯一地確定了.這個脈沖並不是開關器件的驅動脈沖信號,但由於已知三相線電壓的脈沖工作模式,就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了. 該方法不僅能抑制較多的低次諧波,還可減小開關損耗和加寬線性控制區,同時還能帶來用微機控制的方便,但該方法只適用於非同步電動機,應用范圍較小.
電流控制PWM
電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號,把實際的電流波形作為反饋信號,通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷,使實際輸出隨指令信號的改變而改變.其實現方案主要有以下3種.
滯環比較法
這是一種帶反饋的PWM控制方式,即每相電流反饋回來與電流給定值經滯環比較器,得出相應橋臂開關器件的開關狀態,使得實際電流跟蹤給定電流的變化.該方法的優點是電路簡單,動態性能好,輸出電壓不含特定頻率的諧波分量.其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音,和其他方法相比,在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多.
三角波比較法
該方法與SPWM法中的三角波比較方式不同,這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較,求出偏差電流,通過放大器放大後再和三角波進行比較,產生PWM波.此時開關頻率一定,因而克服了滯環比較法頻率不固定的缺點.但是,這種方式電流響應不如滯環比較法快.
預測電流控製法
預測電流控制是在每個調節周期開始時,根據實際電流誤差,負載參數及其它負載變數,來預測電流誤差矢量趨勢,因此,下一個調節周期由PWM產生的電壓矢量必將減小所預測的誤差.該方法的優點是,若給調節器除誤差外更多的信息,則可獲得比較快速,准確的響應.目前,這類調節器的局限性是響應速度及過程模型系數參數的准確性.
空間電壓矢量控制PWM
空間電壓矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM法.它以三相波形整體生成效果為前提,以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的,用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通,由它們的比較結果決定逆變器的開關,形成PWM波形.此法從電動機的角度出發,把逆變器和電機看作一個整體,以內切多邊形逼近圓的方式進行控制,使電機獲得幅值恆定的圓形磁場(正弦磁通). 具體方法又分為磁通開環式和磁通閉環式.磁通開環法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量,若采樣時間足夠小,可合成任意電壓矢量.此法輸出電壓比正弦波調制時提高15%,諧波電流有效值之和接近最小.磁通閉環式引 入磁通反饋,控制磁通的大小和變化的速度.在比較估算磁通和給定磁通後,根據誤差決定產生下一個電壓矢量,形成PWM波形.這種方法克服了磁通開環法的不足,解決了電機低速時,定子電阻影響大的問題,減小了電機的脈動和噪音.但由於未引入轉矩的調節,系統性能沒有得到根本性的改善.
矢量控制PWM
矢量控制也稱磁場定向控制,其原理是將非同步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia,Ib及Ic,通過三相/二相變換,等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1及Ib1,再通過按轉子磁場定向旋轉變換,等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Im1及It1(Im1相當於直流電動機的勵磁電流;It1相當於與轉矩成正比的電樞電流),然後模仿對直流電動機的控制方法,實現對交流電動機的控制.其實質是將交流電動機等效為直流電動機,分別對速度,磁場兩個分量進行獨立控制.通過控制轉子磁鏈,然後分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量,經坐標變換,實現正交或解耦控制. 但是,由於轉子磁鏈難以准確觀測,以及矢量變換的復雜性,使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果,這是矢量控制技術在實踐上的不足.此外.它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現定子電流解耦控制,在這種矢量控制系統中需要配置轉子位置或速度感測器,這顯然給許多應用場合帶來不便.
直接轉矩控制PWM
1985年德國魯爾大學Depenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論(Direct Torque Control簡稱DTC).直接轉矩控制與矢量控制不同,它不是通過控制電流,磁鏈等量來間接控制轉矩,而是把轉矩直接作為被控量來控制,它也不需要解耦電機模型,而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值,然後,經磁鏈和轉矩的Band-Band控制產生PWM信號對逆變器的開關狀態進行最佳控制,從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足,能方便地實現無速度感測器化,有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度,並以新穎的控制思想,簡潔明了的系統結構,優良的動靜態性能得到了迅速發展. 但直接轉矩控制也存在缺點,如逆變器開關頻率的提高有限制.
非線性控制PWM
單周控製法[7]又稱積分復位控制(Integration Reset Control,簡稱IRC),是一種新型非線性控制技術,其基本思想是控制開關占空比,在每個周期使開關變數的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例.該技術同時具有調制和控制的雙重性,通過復位開關,積分器,觸發電路,比較器達到跟蹤指令信號的目的.單周控制器由控制器,比較器,積分器及時鍾組成,其中控制器可以是RS觸發器,其控制原理如圖1所示.圖中K可以是任何物理開關,也可是其它可轉化為開關變數形式的抽象信號. 單周控制在控制電路中不需要誤差綜合,它能在一個周期內自動消除穩態,瞬態誤差,使前一周期的誤差不會帶到下一周期.雖然硬體電路較復雜,但其克服了傳統的PWM控制方法的不足,適用於各種脈寬調制軟開關逆變器,具有反應快,開關頻率恆定,魯棒性強等優點,此外,單周控制還能優化系統響應,減小畸變和抑制電源干擾,是一種很有前途的控制方法.
諧振軟開關PWM
傳統的PWM逆變電路中,電力電子開關器件硬開關的工作方式,大的開關電壓電流應力以及高的/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高,而高頻化是電力電子主要發展趨勢之一,它能使變換器體積減小,重量減輕,成本下降,性能提高,特別當開關頻率在18kHz以上時,雜訊將已超過人類聽覺范圍,使無雜訊傳動系統成為可能. 諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上,附加一個諧振網路,諧振網路一般由諧振電感,諧振電容和功率開關組成.開關轉換時,諧振網路工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程,諧振過程極短,基本不影響PWM技術的實現.從而既保持了PWM技術的特點,又實現了軟開關技術.但由於諧振網路在電路中的存在必然會產生諧振損耗,並使電路受固有問題的影響,從而限制了該方法的應用。

❾ 軟啟動器的相關原理

運用串接於電源與被控電機之間的軟起動器，控制其內部晶閘管的導通角，使電機輸入電壓從零以預設函數關系逐漸上升，直至起動結束，賦予電機全電壓，即為軟起動，在軟起動過程中，電機起動轉矩逐漸增加，轉速也逐漸增加。軟起動一般有下面幾種起動方式。
斜坡升壓軟起動：這種起動方式最簡單，不具備電流閉環控制，僅調整晶閘管導通角，使之與時間成一定函數關系增加。其缺點是，由於不限流，在電機起動過程中，有時要產生較大的沖擊電流使晶閘管損壞，對電網影響較大，實際很少應用。
斜坡恆流軟起動：這種起動方式是在電動機起動的初始階段起動電流逐漸增加，當電流達到預先所設定的值後保持恆定（t1至t2階段），直至起動完畢。起動過程中，電流上升變化的速率是可以根據電動機負載調整設定。電流上升速率大，則起動轉矩大，起動時間短。該起動方式是應用最多的起動方式，尤其適用於風機、泵類負載的起動。
階躍起動：開機，即以最短時間，使起動電流迅速達到設定值，即為階躍起動。通過調節起動電流設定值，可以達到快速起動效果。
脈沖沖擊起動：在起動開始階段，讓晶閘管在極短時間內，以較大電流導通一段時間後回落，再按原設定值線性上升，連入恆流起動。該起動方法，在一般負載中較少應用，適用於重載並需克服較大靜摩擦的起動場合。籠型電機傳統的減壓起動方式有Y-q起動、自耦減壓起動、電抗器起動等。這些起動方式都屬於有級減壓起動，存在明顯缺點，即起動過程中出現二次沖擊電流。
軟起動與傳統減壓起動方式的不同之處是：
1、無沖擊電流。軟起動器在起動電機時，通過逐漸增大晶閘管導通角，使電機起動電流從零線性上升至設定值。
2、恆流起動。軟起動器可以引入電流閉環控制，使電機在起動過程中保持恆流，確保電機平穩起動。⑶根據負載情況及電網繼電保護特性選擇，可自由地無級調整至最佳的起動電流。適用於重載並需克服較大靜摩擦的起動場合。
電壓雙斜坡起動：在起動過程中，電機的輸出力矩隨電壓增加，在起動時提供一個初始的起動電壓Us，Us根據負載可調，將Us調到大於負載靜磨擦力矩，使負載能立即開始轉動。這時輸出電壓從Us開始按一定的斜率上升（斜率可調），電機不斷加速。當輸出電壓達到達速電壓Ur時，電機也基本達到額定轉速。軟起動器在起動過程中自動檢測達速電壓，當電機達到額定轉速時，使輸出電壓達到額定電壓。
限流起動：就是電機的起動過程中限制其起動電流不超過某一設定值（Im）的軟起動方式。其輸出電壓從零開始迅速增長，直到輸出電流達到預先設定的電流限值Im，然後保持輸出電流I這種起動方式的優點是起動電流小，且可按需要調整。對電網影響小，其缺點是在起動時難以知道起動壓降，不能充分利用壓降空間。 1、過載保護功能：軟起動器引進了電流控制環，因而隨時跟蹤檢測電機電流的變化狀況。通過增加過載電流的設定和反時限控制模式，實現了過載保護功能，使電機過載時，關斷晶閘管並發出報警信號。
2、缺相保護功能：工作時，軟起動器隨時檢測三相線電流的變化，一旦發生斷流，即可作出缺相保護反應。
3、過熱保護功能：通過軟起動器內部熱繼電器檢測晶閘管散熱器的溫度，一旦散熱器溫度超過允許值後自動關斷晶閘管，並發出報警信號。
4、測量迴路參數功能：電動機工作時，軟啟動器內的檢測器一直監視著電動機運行狀態，並將監測到的參數送給CPU進行處理，CPU將監測參數進行分析、存儲、顯示。因此電動機軟起動器還具有測量迴路參數的功能。
5、其它功能：通過電子電路的組合，還可在系統中實現其它種種聯鎖保護。 交流鼠籠非同步電動機由於結構簡單，控制方便，效率高而被人們廣泛地應用於機械設備的拖動中。在民用建築中的大多數機械設備如消防泵、噴淋泵、生活泵、冷凍機組等的動力都是交流鼠籠非同步電機。當建築物層數較高或規模較大時，這些機械設備的電機的額定功率通常都較大，如消防泵的額定功率通常都在55kW-150kW之間。這些設備在起動過程中，將產生較大的起動電流，造成較大的電壓降。因此恰當地選擇起動方式具有減少供電容量和保證建築物供電可靠性等重要意義。正因為如此，軟啟動器在民用建築領域的應用中將具有廣闊前景。
1、民用建築中水泵等動力設備的啟動方式的比較
眾所周知，鼠籠式非同步電機採用全壓起動時起動電流大，起動時間長的。當電機的功率較大時，起動電流很大（起動電流為額定電流的5—8倍）。很大的起動電流將引起配電系統的電壓降，影響接在同一台變壓器或同一條供電線路上的其它電氣設備的正常工作，甚至使柴油發電機組熄火停機。同時由於起動轉矩較大，將對負載產生沖擊，增加傳動部件的磨損和額外維護。所以當電機的容量較大（一般為超過電源容量的20%—30%時）均採用降壓起動。
傳統上採用的降壓起動的方法有Y/△換接起動和自耦變壓器降壓起動。雖然這兩種起動方式均可降低起動電流，但是在降壓起動過程完成後的分檔投切和加全壓的瞬間，仍將產生數倍額定電流的尖峰電流（二次沖擊電流），此電流將對配電系統造成沖擊，同時產生的破壞性的動態轉矩會引起水泵電機的機械震動，對電機的轉子、中間齒輪等非常有害，並使供電線路電耗增大。
軟啟動器也是降壓起動器的一種。它是利用性能先進的微處理器，合理有序地控制大功率晶閘管組件導通，使之產生逐步增加的平滑的交流電壓加在交流電動機上，使電動機按預先設定的方式和參數進行漸進地加速，實現軟起動。可見採用軟起動器可以對大電機實現平滑、均勻穩定的起動，避免大電機起動時對電網的沖擊，減少機械震動和噪音，減少供電線路的電耗。
2、軟起動器在民用建築動力設備控制中的應用
軟起動器具有軟起動，軟停止，泵控制，定時低速運行等多種功能。因此，在民用建築領域的動力設備控制中具有傳統降壓起動器不可比擬的優越性。下面以某高層建築中的消防泵為例，分析軟起動器在消防泵的起動及運行控制方面的突出優點。該高層建築中消防泵的最大容量為110KW，一備一用。採用A-B公司的150-B240NBD軟起動器。
1）軟起動如前所述，在起動時間ts內，電機的端電壓從設定的初始值逐漸增長至滿壓，電機是平滑、無級地加速。同時起動時間ts可調節（通常在0.5-60秒之間），這有利於與空氣開關之間的配合，防止空氣開關的瞬時脫扣器在電機起動時誤跳閘。
2）泵控制功能水泵在起動和停車時，水流沖擊管道，產生嚴重的「水錘效應」。雖然水道專業已採取了一些消除水錘效應的措施，但是如果採用帶泵控功能的軟起動器，則完全可以消除水錘效應，減少機械維護的工作量，節省系統維修費用，並保證供水可靠。值得一提的是該功能為可選件，定貨圖上應註明。
3）過載保護功能一般電機的過載保護是通過熱元件來實現的。熱元件在電動機起動的過程中很難避開電機的起動電流而產生誤動作。為避免誤動，用戶常加大熱元件的動作電流，使過載保護形同虛設。而軟起動器內置的過載保護功能是根據I2t演算法用電子裝置來完成的。它可根據起動負荷的輕重即起動時間的長短不同來選擇不同的脫扣特性曲線以避免在起動過程中誤跳。由於它的過載保護是可編程的，從而為用戶提供了更大的靈活性。並且選用帶內置過載保護功能的軟起動器可以省去熱繼電器，使控制櫃內布線更簡單，迅速。
4）參數測試功能可通過按鍵在顯示窗口選擇顯示電機的運行參數如三相電壓值、三相電流值、功率因數、運行時間等，而不需增加任何儀表。此功能可使用戶很方便的查詢電機在運行過程中的各種參數。
5）消防水泵定期自動試機由於消防水泵屬消防應急設施，平常時長期處於不使用狀態，容易出現泵卡死的現象。一旦火災發生時如果無法正常運轉，將影響消防撲救的順利進行，造成嚴重後果。《民用建築電氣設計規范》JGJ/T16-92第24.6.6條規定「消防泵（包括噴灑泵）、排煙風機及正壓送風機等重要消防用電設備，宜採取定期自動試機、自動檢測措施。」該軟起動器具有的定時低速運行功能，可根據用戶設定的時間自行定時起動、停止，對消防泵起到一個定期自動試機、自動檢測的作用，提高消防泵作為消防設施的可靠性，應急性。而採用傳統的降壓起動方式將很難對消防水泵定期自動試機。
3、民用建築動力設備控制中採用軟起動器時應注意的問題
1）有的軟起動器具有多種內置的保護功能，如失速及堵轉測試、相間平衡、欠載保護、欠壓保護、過壓保護等，對電機而言起到了進一步的保護作用。設計時應根據具體情況通過編程來選擇保護功能或使某些保護功能失效。《低壓配電設計規范》GB50054-95第4.3.5條規定：「突然斷電比過負載造成的損失更大的線路，其過負載保護應作用於信號而不應作用於切斷電路。」在前面提到的消防泵控制系統中，由於消防泵是消防應急負荷，它是在消防救火的緊要關頭工作的。當火災發生時，最重要的問題是消防泵能地運轉打水到消防管網中，而對消防泵電機的保護就不是重要問題。所以上面提到的某些保護功能可以通過編程使它失效，或者使保護動作於信號而不是作於使消防泵電機停機。前面提到的過載保護功能也只應動作於信號。
2）支路保護由於軟起動器本身沒有短路保護，為保護其中的晶閘管，應該採用快速熔斷器（自動空氣開關的開斷時間較長，為0.1秒，不能有效地保護晶閘管）。設計時可依據廠家提供的產品樣本，根據軟起動器的額定電流選擇相應的快熔斷器。
3）當軟起動器使電機制動停機時，只是晶閘管不導通，在電機與電源之間並沒有形成電氣隔離。如果此時檢修軟起動器之後的線路、電機，那是不安全的。所以在電機一次控制迴路中應在軟起動器之前增加斷路器。
4）由於信息及網路技術的飛速發展，現代的樓宇特別是智能建築中電子設備日益增多，它們對電網的質量有較高的要求。而由於軟起動器採用了可控硅等非線性器件，所以當軟起動器功率較大或者台數較多時，產生的高次諧波將對電網造成不良的影響並對建築物內的電子設備產生干撓。此時可裝設旁通接觸器。在軟起動器使電機平穩起動至正常轉速後，接觸器KM閉合，把軟起動器短接。
即在起動完成之後，大功率晶閘管處於不導通狀態，減少高次諧波對電網及電子設備的干撓。
5）軟起動器在通過電流時將會產生熱耗散，安裝時應注意在其上、下方留出一定空間，以使空氣能流過其功率模塊。當軟起動器額定電流較大時，要採用風機降溫。風機的電源可取自電機控制系統的二次迴路。
總之，軟起動器是一種新型的、性能優良的起動裝置，是交流非同步電機起動器的首選產品。但是由於軟起動器主要為進口產品，價格較高。 1、在結構上採用電動機軟啟動器作為控制輸出執行元件，控制邏輯用 PLC 可編程式控制制器實現，使得系統結構簡單明了，採用數字監控和數字設定，提高了控制系統的可靠性，也便於維護。同時具有外控功能，可根據使用情況進行連接，方便控制。
2、電動機軟啟動器對電動機提供平滑漸進的啟動過程，減少啟動電流對電網或發電設備的沖擊，將啟動電流控制在安全范圍內，改善了原控制系統因啟動電流較大沖擊廠用電源而影響其它設備正常運行的狀況。
3、啟動過程採用雙向可控硅，啟動過程完成後，接觸器短接可控硅的控制方式，避免了用接觸器直接控制電動機使觸點易拉弧、粘連、燒壞等故障的發生CONTROL ENGINEERING China版權所有，同時也節約了能源。
4、軟啟動、軟停車方式，降低設備的振動和雜訊，減少機械應力，延長發電設備及機械傳動系統地使用壽命。
5、具有過流、過載、電源缺相等多種保護功能，同時可以檢測到負載所涉及（如空壓機）系統各種不良運行情況，有利於保護設備的安全運行。
6、控制盤上的顯示功能，便於在現場全面了解設備運行情況。
7、數字化參數設定及顯示功能直觀、方便、省時。 軟啟動採用軟體控制方式來平滑啟動電動機，控制方式是以軟（件）控強（電）。其控制結果將電動機啟動特性由「硬」平滑為「軟」平滑，故被稱為「軟啟動」。軟啟動又分為兩種：一種是採用變頻恆轉矩限流啟動；另一種是採用晶閘管調壓啟動，又稱智能軟啟動。
兩類軟啟動的對比：
1、技術性能。採用變頻調速啟動，啟動時具有良好的靜、動態性能，即使是在低速情況下也能隨意調節電動機轉矩，能以恆轉矩啟動電動機，啟動電流可以限制在 的額定電流以下。採用智能軟啟動，啟動時由於轉矩是按電壓比的二次方減小，因此啟動轉矩很小。軟啟動器有電流反饋，也可採用恆流啟動，即在啟動過程中保持啟動電流不變，直到電動機接近同步轉速。從技術性能方面考慮，變頻調速啟動適用於較大啟動轉矩的負載，一般是大於 的場合，如往復式空壓機、離心分離機、帶負載的輸送機、破碎機、螺旋式或如旋轉式空壓機、離心式風機、離心泵、空載啟動的輸送機及各種空載啟動的設備。
2、經濟性。採用變頻器調速啟動比智能軟啟動的投資費用高兩倍甚至三倍。
綜合以上技術性能和經濟性，對於工礦企業能實際推廣的啟動方式當數後者。
智能軟啟動器：
智能軟啟動主要由串接於電源與被控電動機之間的三對反並聯晶閘管組成的調壓電路構成，以微處理器為控制核心，整個啟動過程在數字化程序軟體控制下自動進行。智能軟啟動器利用三對晶閘管的電子開關特性，通過啟動器中的微處理器，控制其觸發脈沖的遲早來改變觸發延遲角的大小，而晶閘管觸發延遲角的大小，又可改變晶閘管的導通時間，從而最終改變加到定子繞組的三相電壓的大小。非同步電動機定子調壓的特點是，電動機轉矩近似與定子電壓的二次方成正比，電動機的電流和定子電壓成正比，因此，電動機的啟動轉矩和初始電流的限制可以通過定子電壓的控制來實現。而電動機定子電壓又是通過晶閘管的導通角來控制的，所以不同的初始相角可實現不同的端電壓，以滿足不同的負載啟動特性。在電動機啟動過程中，晶閘管的導通角逐漸增大，晶閘管的輸出電壓也逐漸增加，電動機從零開始加速，直到晶閘管全導通，啟動完成，從而實現電動機的無級平滑啟動。電動機的啟動轉矩和啟動電流的最大值可根據負載情況設定。

❿ 開關電源需要什麼書籍好，對於初學者

《開關電源入門》,圖靈出版的和美國半導體總工寫的.《開關電源設計與優化》寫的不適合初學者
1、《開關電源指南》第2版,浙江大學徐德鴻翻譯的,也有可能是他的學生翻譯,他署名出版而已.說實話,翻譯水平很爛,錯誤相當多,但裡面很多內容,相當不錯,很適合入門.英文水平高的,可以看英文原版.

2、《開關電源設計》第2版,華南理工大學王志強翻譯的,挺厚的,黑白相間的書皮,也不錯.

3、《電力電子系統建模》 浙大徐德鴻翻譯,《開關變換器的建模與控制》, 張衛平著. 這兩本書,詳細講解了開關電源的建模方式和環路補償,怎麼調整電源環路的穩態性能和暫態性能.這兩本書看懂了,做電源,我個人覺得,理論水平已經達到一定高度了.

4、《直流開關電源的軟開關技術》和《全橋移相軟開關技術》,南航阮新波的博士論文,整理後出版的兩本書,國內凡是寫軟開關的書,大部分都是照抄它們或者無一不參考它們.其中後一本書已經絕版了,市場上已經買不到,淘寶網上有復印版本賣,大概45元,質量很不錯的.

5、《開關電源磁性元器件》,趙修科著.磁性器件,可以說是開關電源的心臟,不懂磁,想做好電源,那是不可能的.這本書對磁的理解深刻而全面.

6、control loop cookbook 德州儀器的技術資料,作者就是提出著名右半平面零點概念的那個人,相當的好.

其他的書嘛,就是大學教材,模擬電路和經典控制理論,一定是要讀通掌握才行.總的來說,軟開關,就看阮新波足夠;環路方面,主要還是看外國人寫的;磁和變壓器方面,主要看趙修科和台灣人寫的.

我們某些大陸人寫的書,最好不要看,純粹是為了出書而出書,對讀者一點也不付責任,一上來就是公式,怎麼來的,一點推導過程也沒有.照抄別人的書,直接用自己蹩腳英文翻譯外國人的書,整理整理,就是自己的著作了.這就是我們大陸人,某些所謂專家學者的學術態度.

模擬軟體還是要掌握一些的.

1、orcad pspice適合做電路元件級級模擬,仿模擬電路和開關電源小信號模型,效果相當好.

2、saber適合做系統級模擬,特別適合開關電源這種含有脈沖式信號的電路,模型庫參數全,模擬精度高,尤其是強大的模擬結果後續處理能力,是我用過的模擬軟體中,功能最強大的一款.不過,在國內普及程度,沒有pspice高,一套正版8萬美元,比爾蓋茨都要眼紅的.

3、matlab,掌握控制系統工具庫就可以了,大概100左右個函數工具.開關電源的建模,零極點的補償效果,只有用傳遞函數的形式在matlab中表達出來,才最清晰.經典控制理輪的時域分析、根軌跡分析與補償法、頻域分析法與補償,matlab可以把它們直觀而且准確的演示出來.